DJ技術論

2020年10月18日 (日)

RIAAフォノイコライザをIIRデジタルフィルタで実装する ①準備編

コロナ禍待機中でヒマなので、いままであまりなじみのなかった、FPGAをつかったデジタル信号処理の勉強をしている。やはりここは、うまく動作すると音楽が聴けるという特典を付けると勉強も捗るのではないかと思い、ここ何年かトラ技でも取り上げられているFPGA、MAX10にIIRでデジタルフォノイコライザを実装する、という課題を通じて勉強することにした。

この企画を思いついて着手したのが9/30だったが、すでに10/14に試聴ができ、特性も確認した。いつものわるい癖で、現物を作るのは早いが理論が後回しになっているので、備忘録として記事を書いておく。

 

1.RIAAアナログフォノイコライザの復習

アナログレコードはCDとちがって音の信号がそのまま溝として掘られていて、この溝の振動を増幅して音にしている。実際にレコード盤に溝を掘る場合、低域の大振幅の溝を掘るのが物理的に困難だったり、高域の細かな信号のS/Nがわるくなったり、という問題を解決するため、レコードの録音(カッティング)は低域のレベルを下げ、高域のレベルを上げて行い、再生時にその逆の処理をして原信号に戻すということをしている。この処理はアメリカレコード協会(RIAA)によって規格が定められていて、RIAAフォノイコライザ特性といわれる。
フォノイコライザの規格はRIAAによって1950年代に統一されたということだが、当時IEC,Columbia,Decca,eRIAAなど複数の規格が乱立していて、レコード会社によって使う規格がちがうということが起こった。ただ現在われわれに縁があるレコード盤はほとんどがRIAAだろうと考えられるので、今回はもっとも標準的なRIAA規格のみを検討する。

★RIAAフォノイコライザ規格

レコード再生時のRIAAイコライザ規格は図1に示すような時定数になっている。

Riaa
図1.再生時のRIAA特性
RIAA特性は3つの時定数で定義されている。

 

図1は3つの時定数を明確に示すために折れ線になっているが、実際にはなめらかな曲線になっている(図2)。

 

Eqriaa
図2.実際のRIAA規格曲線


1kHzを基準0dBとして、低域20Hzで約+20dB、高域20kHzで約-20dBとなっている。
20dBは信号振幅で10倍なので、1kHzを基準(1倍)としたときに20Hzでおよそ10倍、20kHzでおよそ1/10倍になっていて、20Hzと20kHzではゲイン差がおよそ100倍だ。つまりこの倍率で低域を持ち上げて、逆に高域を下げている。

レコードの音を、フォノイコライザを通さずに直接増幅して聴いたことがあるだろうか?
レコード直接の音は、チャカチャカとした、低音がほとんどなく、高音が強調された音になっている。

つまりレコードは図2に示すRIAAカーブの逆特性、すなわち低域を約20dB下げて、高域を約20dB増幅して録音されていて、再生時に図2のRIAA特性をかけることで元通りのフラットな周波数特性を得ている。

 

2.RIAAフォノイコライザの定数計算

それではこのRIAA特性は具体的にどのような伝達関数になっているのだろうか。
RIAAイコライザの伝達特性の式は次のとおり。

F6・・・式1

ここで時定数T1,T2,T3は上述したとおりそれぞれ3180μs(3180*10^(-6))、318μs(318*10^(-6))、75μs(75*10^(-6))、sはラプラス演算子だ。

これは文献によっては次のように表現されることもあるが、同じものだ。

F8・・・式a

ラプラス変換が出てきたからといって、恐れる必要は無い。これは交流信号で周波数によって位相が回ったりする面倒な現象を表現する便利な道具で、実際にラプラス変換したり、ラプラス逆変換したり、微分方程式を解くような場面はほとんどない。単なる記号だと思っておけばよい。ラプラスの悪魔なんていないのだ。

さて、式1の伝達関数を回路で表現すればレコードが正しい音で聴ける。
どのような回路だろうか。一般的には図3のような回路になっている。

Creq_sch
図3.CR型RIAAイコライザ回路
式1に示す伝達関数を表現する一般的な回路。


ただしこの回路は前段の出力インピーダンスが0、次段の入力インピーダンスが十分に高い、という前提になっているので、実際はこの回路の前後にバッファアンプが接続される。
現在ぼくが実際に使っているイコライザアンプの回路を図4に示す。

 

Myeq_sch

図4.実際に使用中のイコライザアンプ
これはMJの安井さんの設計をもとに作ったもので、±4.8Vのニッケル水素電池で組んでいます。枠で囲った部分がRIAAイコライザ回路で、
8.256kは8.2k+56、0.147は0.1u+0.047uです。図中、平滑コン、パスコンの類いは省略しています。

なお、民生品では帰還型のRIAAイコライザアンプが多いようですが、ここではCR型しか扱いません。
ぼくも深く考えずに長らく帰還型のイコライザを使っていましたが、あるときCR型の試作をして音を聞いてびっくりしました。帰還型のイコライザはなにか不自然な艶っぽさのようなものがあることがわかりました。
わかりやすいのは針が落ちたときのポツという音です。帰還型だとうっすらリバーブがかかったような音になりますが、CR型だとそれがありません。
それ以来イコライザはもとより、パワーアンプも無帰還の電流アンプ、電圧アンプをオリジナルで設計して使っています。
図4のイコライザアンプのオペアンプも、いつか無帰還バッファアンプに作り替えて、どんな音になるか試してみたいと思っています。

 

さて、図3の回路に伝達関数を実装するには以下のようにする。図5を参照してほしい。

Eq_formura_sch_20201017205101
図5.計算用回路図

まず図5の伝達関数Vo(s)/Vi(s)の式を導出し、その伝達関数が式1と同じになるように、恒等式として各パーツの定数を求める。
図中に示すように、入力電圧をVi(s)、出力電圧をVo(s)、R1,R2,C1を流れる電流をI1(s)、R3,C2を流れる電流をI2(s)、C1,C2のインピーダンスをそれぞれ1/C1・s、1/C2・sとする。

まず入力信号Vi(s)に着目すると、信号電流I1(s)、I2(s)を使って、

F9_20201017220801  ・・・式2

次に、出力電圧Vo(s)に着目すると、I2(s)がC2に流れているので

F10_20201017220801  ・・・式3

またR1,R2,R3の接続点の電位に着目すると

F11

つまり

F24・・・式4

この式4を式2,3に代入して整理すると、

F13

F12_20201019155601

よって伝達関数Vi(s)/Vo(s)は

F14・・・式5

 

式1で最初に示されたRIAAイコライザの伝達関数を展開すると

F7_20201018005701 ・・・式1-b

なので、式5と式1-bを恒等式として見れば、

F5・・・式6

F15・・・式7

F16・・・式8

 

ここで、T1,T2,T3は上述したとおりRIAA規格で定められた定数で、それぞれ次のとおり。

T1=3180μs

T2=318μs

T3=75μs

ただし、5変数に対して式が3つしかないので、初期値はエイヤっと決めてやる必要がある。

まず考えやすいのは式6だ。T2が318μsなので、適当な組み合わせを当てはめる。よく使われるのは次の値。

C1=0.047μF
R2=6.8kΩ

この2つを決めた上で、R1もエイヤでR1=56kΩとして残りのC2とR3の組み合わせを計算すればよい。
この作業は式7または式8のどちらかのみで行うことができるが、式8はT1とT3の和の値を基準として計算するため、誤差が大きい。よってT1,T3の積を基準とする式7を使って、C2、R3の組み合わせを計算する。エクセルで計算した結果を表1に示す。

 

表1.C2、R3の組み合わせ計算結果
Keisan1

T1、T3はそれぞれ規格で3180μs、75μsなので、T1*T3=2.385*10^(-7)、T1+T3=3.255*10^(-3)が理論値だ。
s^2の項の係数であるT1*T3を基準に計算しているので、T1*T3はぴったり計算通りだが、T1+T3では誤差が生じる。誤差が最小になっているのはC2=4700PF、R3=11kΩの場合だ。これらの定数の組み合わせはよく見られる。

 

3.計算結果のシミュレーション

上で算出した定数で回路を組んだ場合の誤差をシミュレーションしてみよう。
まず、RIAAの規格通りの各周波数のゲインは次の式で得られる。

Riaa_formura_20201017230801・・・式9

次に、上で求めた各部品の値を使った回路の、各周波数の振幅特性を求めるには、伝達特性から振幅特性を求める式を導出する。

振幅特性は、伝達特性からH(s)*H(-s)を求め最後にs=jω(jは虚数)を代入し、平方根をとればよい。つまり、

式1-bに対し、

F17・・・式10

 

F18・・・式11

と置き換えると、振幅特性は

F19

           F20

           F21(ただしω=2πf)

これで各周波数のゲインはエクセルで求められる。

せっかくなので位相特性も計算してみよう。

位相特性は伝達特性の虚部と実部の比の逆正接(アークタンジェント)から求める。ただ今回の場合は虚部と実部を分離するのがたいへんなので、重ね合わせから求めることにする。

図6に示すのは積分回路だ。

 

Cr_sch
図6.積分回路

 

この回路の伝達関数は

F22 ・・・式12

このとき、位相特性は

Sekibunisou・・・式13

 

ところで今回求めるRIAAの伝達特性はT=C・Rとすれば、

F23・・・式14

と分解することができるため、式12,式13の関係から重ね合わせて求めると、

F2(rad)・・・式15

とすることができる。

T1、T3は式10,式11で示したとおりなので、それぞれ

F3_20201018084601

F4

(ただしP=T1*T3、Q=T1+T3)

と示すことができ、式15より位相特性を計算することができる。

位相特性についてはあまり触れられていないが、システムの伝達特性を考える上では非常に重要だ。とはいえ、今回のような場合では、伝達特性が決まれば振幅特性と位相特性は一意に決まるので、振幅特性のみ検証すればよいと考えられる。

さて以上ですべての材料が出たので、エクセルによるシミュレーション結果を表2にそのグラフを図7に示す。

 

表2.RIAAイコライザのシミュレーション

Tokuseisim

Tokuseisimg_p

図7.EXCELによるシミュレーション結果のグラフ

 

表2で”RIAA”と書いてある行が式9による理論値で、式9によれば1kHzでの値は0.089dBとなるが、これを0に正規化してある。Gain(dB)の行が今回の設計によるシミュレーション結果、Error(dB)が今回求めた部品定数による誤差だ。

 

アナログRIAAイコライザの復習はこれでおしまいです。

 

10/18
一気に書き上げたので肩が凝りました\(>_<)/
内容確認せずにここで一旦アップしてしまう。加筆や修正は気がついた時点でやります。

 

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2020年10月 1日 (木)

Z97 Deluxe マザーボード故障

 ちょうど一年前、3万円の出費で修理したデスクトップパソコンがまた故障してしまった。

 今回も前回と似ていて、起動で失敗する。ただ、前回は電源が入ったままQ-CODEが00すなわちCPUが起動しないという故障だったが、今回は電源を入れると1秒で電源がダウン、そして自動的に電源ON、1秒でダウンそして……という具合に、電源起動に失敗してリトライを繰り返す。これは推測だが、おそらくマザボ上でCPUコアの電源に抱かせているコンデンサが劣化し、CPUコア電源の起動時にラッシュカレントが流れたときに電圧降下を起こし、これを電源監視回路が検出して、ATX電源を落としているのではないかと思われる。
 延々とリトライを繰り返し、なにかの拍子に起動に成功した場合は、その後の動作は安定しているし、再起動も問題ない。上記のような問題が出るのは電源を落として数時間後にまた電源を入れたときだ。

 最近はほとんどデスクトップは使っていないので、もう捨ててしまってもいいかとも思ったが、実はつい一か月前に電源を新調してしまっているので惜しいのだ。

 そこで、苦肉の策として、起動できない事態に陥った場合の、緊急起動SWを追加することにした。

 ATX電源にはパソコン側から電源のON/OFF制御ができるようにPower On端子が付いている。今回の不具合も、パソコンが異常を検知して自分で電源を落としているのが原因だ。そこで、Power On端子ととなりのGNDを引き出して、これをショートしてやれば強制的に電源ONになる。つまり起動時に異常検出して再起動する瞬間を、強制電源ONでスルーしてやれば起動できるはずだ。

Emgsw
図1.ATX電源コネクタにタクトスイッチを付ける。
Power On端子16番ピンととなりのGND15番ピンにタクトSW。ジャンク品なので汚い(^-^;


 パソコンがOn/OFFを繰り返して起動できない状態で、このSWを3秒ばかり押しておいて離してやると、もう電源は落ちない。このままパソコンは起動する。
 まれに電源落ちはスルーできてもQ-CODEが0のままCPUが起動しないことがあるが、その場合は再起動だ。いずれ去年と同様にどうやってもCPUが起動しない事態になるかもしれないが、その時はこのデスクトップの捨て時だろうと思う。

【補足】
CPU周りのコンデンサが怪しいので、これらを、古いマザボからよさそうなものだけ選んで交換できないか検討したが、マザボのはんだ付けは放熱重視で、広大な両面銅箔にサーマルも付けずにはんだ付けされているので、手持ちのはんだごてでは歯が立たずあきらめたのだった。

 

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2020年9月 3日 (木)

中華温調はんだごて(3)

表題の件についてアキーロさんよりメッセージで、

「2ボタン同時押しで補正モードに入る」

との情報をいただきました。アキーロ さんありがとうございます(^-^)

 

ぼくは2本入手しましたが、どちらも取説が付いておらず、補正入力のことは知りませんでした(^-^;

補正のやり方は、

① 2ボタン同時押しして補正モードに入る

② 補正値(℃)を+ ーで設定する

③ 数秒放置すると自動的に補正モードから抜け、補正値が反映される

たとえば、補正値を20℃に設定すれば、コテの温度は同じ設定値で約20℃高くなり、補正値がー30℃なら約30℃低くなります。

 

中華温調はんだごて(2)で紹介した改造を施した状態で試してみたところ、補正は反映されているようです。

 

ついでなので近況です。

コロナ禍でずっと自粛モードが続いているので、ここ数ヶ月引きこもってここぞとばかり工作や実験をやっています。こういうときは、「よくわからない分野なのでまとまった時間があれば検証してみたい」といった課題に取り組むチャンスです。
ぼくはこの数日、FPGA/CPLDの開発環境整備とVHDLの実習をしています(^-^)

 

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2020年5月20日 (水)

LTSpiceでトライアックをシミュレーションする

中華製はんだごての件でトライアックにほとんど初めて触れたので、この機会にサイリスタについて考察しておこうと思い、まずはLTSPICEでのシミュレーションをしようとしたが、なんとLTSPICEにはトライアックもダイアックも記号があるだけで中身がない。たとえば図1のような回路を書いてシミュレーションしようとするとエラーが出る。

2_20200520090301
図1.トライアックに関するエラー
これは、「”トライアック”という部品の中身がわかりません」ということ。


トライアックやダイアックは、LTSPICEの部品としてLib\sym\Miscに格納されているが、これは部品記号だけで中身(部品としてのパラメータ)をもっていないので、このままでは使えないということのようだ。
こういう場合はどこかからシミュレーションモデルをもらってきて、回路記号に対して割り付けてやる手続きが必要だ。備忘録として書いておく。

今回はSTmicro社からトライアックとダイアックのシミュレーションモデルを入手した。
STmicroのホームページの検索で、”Triac SPICE”で検索するといくつか候補が出るので、今回はこの中から
en.standard_snubberless_triacs_pspice.zip
をダウンロードした。ダイアックも同様に”DIAC SPICE”で検索して、
en.diacs_pspice.zip
をダウンロード。

ダウンロードしたら解凍して、
C:\Users\higo\Documents\LTspiceXVII\lib
の下にホルダごとコピー。(どこでもよい)

次にLTSPICE上で.opを使って、”.lib”と入力し、回路図上の適当な場所に貼る。
その貼付けた”.lib”を右クリックし、BROWSEボタンを押して、先ほど解凍してコピーしたホルダの中の.libファイルを指定する。たとえば次のようになる。

.lib C:\Users\higo\Documents\LTspiceXVII\lib\standard_snubberless_triacs_Pspice\st_standard_snubberless_triacs.lib

そしてこんどはコピーしたホルダの中にあるst_standard_snubberless_triacs.libをメモ帳などで開くと、部品型番ごとに

.subckt BTA12-600B A K G

などの記述があるので、使いたい部品の型番部分をコピーしておく。この場合は”BTA12-600B”(A K Gはピン名なのでコピーしない)。

回路に戻って、回路図上のTRIACを右クリックするとComponet Attribute Editorという窓が出るので、
①prefixがXになっていることを確認(違っていたらXにする)
②valueに先ほどコピーした部品型番BTA12-600Bをペースト

ダイアックも同じように行う。

回路は図2のようになる。V1が入力する交流電源(100V 50Hz)、R1が負荷だ。

 

3_20200520093801
図2.シミュレーション回路
DIACにDB3をTRIACにBTA12-600Bをそれぞれ割り付けた

 

図2の回路で、位相制御のタイミングを決めるC1,R2のうちR2を10kΩから300kΩまで50kステップで変化させたときのtransientシミュレーションを図3に示す。

 

1_20200520090301
図3.シミュレーション結果
閾値を決めるR2をステップで変化させると、負荷にかかる電源波形が削られていくのがわかる。


おもしろいですねー\(^o^)/

ちなみにLTSPICEの参考書はオーム社の「LTSPICEで学ぶ電子回路」がおすすめです。
著者の渋谷さんとはCQ社のイベントで一度お目にかかりました。サインもらっておけばよかったなあ。

 

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2020年5月10日 (日)

無帰還A級25Wパワーアンプ(基板頒布あり)

Cimg5979

 

以前、無帰還電圧アンプをこのブログで紹介したが、保護回路をどうするか保留にしたまま4年経ってしまった。
通常はスピーカー保護回路をつけて、リレーを使ってDC検出時にスピーカーを切り離すということをするが、リレー接点が入るのがいやなのでどうするか保留にしていたのだった。

この問題を解決するため、フォトボルでMOSFETを駆動してリレーの替わりにするという手段がある。これは一般的に知られたやり方なのでおそらく問題はないだろうと考えていたが、自分でやってみて特性に問題が出ないことを確かめたいと思っていた。今回コロナで自粛生活が続いており時間もあったので検証し、問題がなさそうだったので保護回路入りでアンプ基板を起こして作り直してみた。アンプ回路を図1に示す。

Schematic

図1.無帰還A級25W電圧アンプ
保護回路はベースとエミッタから入力する古いタイプのシンプルなものにした

 

回路は初段ダイヤモンドバッファで受けた後カレントミラーで電流を約2.2倍増幅し、RV2でI/V変換するとともにここでオフセット調整し、この段でバイアス電圧を発生してQ14、Q15以降の終段をドライブする。

全高調波歪+ノイズ(THD+N)の測定結果を図2、図3に示す。

Thd_l

図2.THD+N(Left)

 

Thd_r

図3.THD+N(Right)

 

今回は半導体のペア取りをまじめに行ったためか、あるいはひずみ率測定にwavegeneの「FFTに最適化」を試したためか、
前回の測定よりも若干よい特性になり、図3では一部0.01%を割り込む結果となった。

周波数特性は図4に代表して右チャンネルを示す。
また図5には10kHz矩形波の出力を示す。

Freq_res

図4.周波数特性
-3dB ポイントはおよそ300kHzあたり

 

10krect

図5.10kHz矩形波出力
群遅延によるひずみもないので位相補償なし

 

周波数特性と矩形波も問題なし。

出力インピーダンスと、スピーカープロテクト電圧の実測値を表1,表2に示す。

 

表1.出力インピーダンス
Impedance

 

表2.スピーカープロテクト電圧
Protect

 

出力インピーダンスは前回の測定とほぼ同じだ。むやみに低いよりも若干電流駆動気味になるため、スピーカーの低域と高域の特性がほんの少しだが持ち上がる。

スピーカープロテクトは±で若干非対称だが、問題のないレベルだと思う。

 

今回の実装基板を写真1に、アンプ組み込みの様子を写真2に示す。

Imgp3495

写真1.今回製作した基板

 

Imgp3512

写真2.組み込んだ様子

 

前回に引き続き今回も使用したCincon社のスイッチング電源CFM60S240は小さく安価だが、50Hz系のリップルやノイズが非常に小さく、フェライトコアのみの対策で十分な特性が得られた。

 

部屋では相変わらずauratone 5cをメインのスピーカーとして使っており、以前発表した無帰還電流駆動アンプを普段使いにしていたが、1年ほど前に知人が遊びに来た際に聴き比べをして、それ以来この電圧アンプを(保護回路がない状態で)つないだままになっていた。
通常、音に何か問題があると1~2ヶ月で機材を替えることになる(なぜか替えた瞬間は判断できない)が、この電圧アンプは1年ほど問題なく聴いていたのでスジは良いのだろうと思う。

今回はすんなりうまくいって残りの基板があるので、ご希望の方に頒布します。
生基板2枚ひと組(ステレオ分)と、製作説明書と回路図、部品表等の資料、製作例、LTSPICEのシミュレーションファイルをセットで2000円+レターパック代520円の合計2520円で頒布します。(自力で部品収集、部品選別、調整できる方が対象です。)

ご希望の方は表題に「基板頒布」とお書きのうえ、

dj_higo_officialアットhigon.sakura.ne.jp
(アットを@に替えてお送りください)

までお送りください。代金の振込先のご案内メールをお送りします。入金が確認でき次第発送します。

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2020年5月 6日 (水)

チップパーツ・キャビネット製作

最近は電子回路を組む場合にチップ部品を使うことが多い。手付けができる範囲なので1608サイズが一番多く、よく使うものをピルケースに入れて、実験机の引き出しの上に置いてある。

Cimg5972

写真1.お気に入りのダイソーのピルケース

 

Cimg5971

写真2.惜しむらくは、閉じていてもフタに隙間が空いていて部品がこぼれてしまう。
そのためスペーサーを製作してフタに貼ってある。

 

 Cimg5967

写真3.ピルケース山積み状態。下の方の部品を取り出すのが面倒なことに……

 

最近は種類が増えてきたので、ピルケースが山積みになってしまうと下の方のケースが取り出しにくい。

そこで今回はこのピルケース専用のキャビネットを作ってみた。

 

Chipcabi

図1.3D CADによるピルケース用キャビネット

 

設計したはいいが、はたしてうちにある3Dプリンタで作れるだろうか。
というのは、使っている3Dプリンタはヒートベッドのサイズが約16㎝x18㎝で、設計したこのキャビはおよそ85mmx140mmx90mmなので、140mmの部分がかなりヒートベッドいっぱいになる。
3Dプリンタを買って間もない頃、ヒートベッドいっぱいサイズの工作をしようとしてうまくいかなかったことがあったのだ。なぜかというと、ヒートベッドは中央から外側に離れるにつれて温度が下がり、端の方は材料の着きが悪くなって浮いてめくれ上がってしまうことがあるからだ。

念のため赤外線温度計で測ってみると、図2のようになっていた。

Heatbed_temp

図2.ヒートベッド温度分布(60℃設定)

 

材料はPLAを使うので、標準的には60℃設定だが、今回は大物なので63℃でやってみることにした。

 

Cimg5970

写真4.プリント完了\(^o^)/
今回はヒートベッドの温度を上げたことが奏功したのか、うまく印刷できた\(^o^)/

 

Imgp3514
写真5.
2つのキャビネットを組み合わせているところ

ピルケースの収納もこのとおり。

Cimg5975

写真6.チップ部品用ピルケースキャビ完成\(^o^)/
今回は設計したキャビを4つプリントした。1つプリントするのに9時間40分かかるので、実に40時間近くかかった。

 

ちなみに当方で使用している3Dプリンタは、PRN3Dというキットだ。

参考のため、ピルケース用のスペーサーと、今回製作したキャビのstlデータを貼っておくので、ご自由にどうぞ。

ダウンロード - partsboxplate00.stl

ダウンロード - 20200504chip_cabi0022886029.stl

 

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2020年4月23日 (木)

オゾン発生回路(挫折中止)とインダクタンス測定

オゾンによるウィルスの不活性化という話がある。
今般のコロナウィルスについてはオゾンで不活性化できるかどうか検証がされていないためなんともいえないが、部屋でオゾンを発生させておけばひょっとすると効果があるかもしれないと思い、簡単にオゾン発生装置が作れないか検証した。(途中で挫折中止するので注意。)

オゾンは高圧を発生させて放電すれば発生する。コピー機やレーザープリンタを使ったときに感じる独特のちょっと生臭いような臭い、あれがオゾン臭だ。

高圧や高周波関係の仕事はほとんどやったことがないので、手持ちの部品が限られており、秋葉原も休業中なのでできることは限られている。
手持ちの部品ですぐに検証できる回路としては、ジュールシーフ発振昇圧回路とコッククロフト・ウォルトン回路くらいしか思いつかない。リチウムイオン電池でジュールシーフ回路を駆動して数十ボルトのパルス電圧を発生し、コッククロフト・ウォルトン回路で高倍率整流を行う。図1、図2にシミュレーションの様子を示す。

Jcwc_sch

図1.検証したジュールシーフ+コッククロフト・ウォルトン回路

 

 Jcwc_chr

図2.回路のシミュレーション
シミュレーションでは出力が130V以上出るようだが、実際の回路では92Vだった

 

ジュールシーフ回路の出力は、発生した電圧でトランジスタを破壊しないように47Vのツェナーをつけた。

シミュレーションでは130V超の電圧が得られそうだが、実際に回路を組んで動作させたところ実測92Vだった。せっかくなので入力電流と負荷による電圧の実測値を書いておく。いずれも入力は3.6V。

負荷   入力電流   出力電圧
100kΩ  120mA   20V
1MΩ   170mA   65V
オープン  170mA   92V

オゾン発生に必要な電圧は少なくとも数千ボルトなので、遠すぎるのでここでこの実験は打ち切りとする(^-^;(そりゃそーだ)

そういえば、何の目的で買ったのかは忘れたが、高圧発生モジュールが部品箱に入っていた。(写真1)

4_20200423124701

写真1.高圧発生モジュール

 

amazonの説明文では、3~6Vの入力で400KVが出力できるという。400KVあればオゾン出まくりだろう。オゾン層も修復できるかもしれない。

嬉々として電池をつないでみたが、放電も弱々しく、放電距離は0.5mmくらいしかないのでせいぜい1000V出てるかどうか。訴えてやる。
いちおう、放電させるとオゾン臭はするので、まあ、多少は………………

うーん、それなら中古のイオンクリスタでも買った方が早そうだ。

そういうわけで、オゾン発生はまた別の機会にトライするとして、
今回ジュールシーフ回路を組むのに使ったトロイダルトランスはパーツ箱に入っていたよくわからないトロイダルコアにホルマル線をバイファイラで10回巻いたものだ。

高周波や電源を専門でやっていないと、どうもインダクタというのをキチンと考察する機会が少ない。
今回使ったトロイダルコアも、今回の実験のような機会にあれば便利だと思って、特性もよくわからないものを買っておいたものだ。
今回はちょうど良い機会なので、手持ちのコアの特性を簡易的に測ってみた。ホルマル線を10回巻いたときのインダクタンスだ。

1

写真2.インダクタンス測定の様子
Aliで800円ほどだったLCRメータを使用した測定

Aliで800円ほどだったLCRメータを使用した。これはLCRのみならず、ダイオード、FET、トランジスタなどの測定もできるスグレモノだ。
インダクタンスはどのようにして測っているのかと思い、測定端子の波形を見てみた。図3

3

図3.インダクタ測定時の端子波形
インパルスを印加して、共振周波数からインダクタンスを割り出しているらしい

 

インダクタの測定方式は、測定用の信号を与えてインピーダンスを測っているのかと思っていたが、どうやらインパルス印加による共振周波数から計算しているらしい。

 

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図4.手持ちのコアやインダクタの測定結果
市販品の100μH(AL0307)が80μH、2mHのインダクタが2.03mHだったので、測定精度はわるくないようだ

 

コアごとに透磁率μを逆算して管理しておくことも考えたが、目安としては10回巻あたりのインダクタンスを記録しておく方が直感的にわかりやすいような気がする。インダクタンスは巻き数の2乗に比例するので、たとえばインダクタンスを半分にしたければ巻き数は1/√2にすれば良い。インダクタンスが1/4なら巻き数は半分にする。

 

自粛中はふだんやらないようなことをやるチャンスですね(^-^)

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2020年4月22日 (水)

JFETを使った非安定マルチバイブレーター(2)

前回はトランジスタとJFETを使った非安定マルチバイブレータの記事を書いたが、その後、JFET2つのみで構成できないか検討したところ、どうやらダイオードをひとつ追加するだけでできるようなので紹介する。

JFETを使う場合、Vgs電圧をマイナスにしないとIdがOFFしないという特徴があるので、たとえば前回の回路ではゲートソース間にトランジスタのVBEが印加される回路になっていた。
トランジスタを使わなくても単純にFETのソースにダイオードをひとつ入れれば動作するのではないかということは考えていたのだが、FETの種類やランク、使用するダイオードのVF、それに時定数CRの選び方によって発振したりしなかったりということがあるようだ。

今回は図1の回路でLTSPICEによるシミュレーションと実際の回路による検証を行った。

 

Jfet_multivib

図1.JFETのみによるマルチバイブレータ回路

 

Jfet_multivib_gr

図2.LEDカソード電位(緑)とLED電流(ピンク)

 

図2のシミュレーションでは1周期5秒ほどだが、実際に回路を組んで動作させると0.5秒ほどだった。LED電流波形は前回のFET-TRタイプと似ているが、FETのみの場合は動作領域をVGS<0と考えればたかだかIDSSなので大電流は流せない。
時定数CRの組み合わせや使うFETによっては発振しないので、回路の自由度は低い。

 

動画1.JFETのみによるマルチバイブレータ

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2020年4月17日 (金)

JFETを使った非安定マルチバイブレーター

トランジスタを2個使った非安定マルチバイブレータという回路がある。発振回路やフリップフロップ、ラッチなどの基本となる回路だ。

遠い昔、高校の文化祭での無線部の出し物として、このマルチバイブレータ回路を使ったLEDの点滅バッジを売ったところ飛ぶように売れた。たしか原価が300円ほど(このうち電池が半分ほど)で、これを500円で売っていたが、販売制限をかけないと初日で売り切れてしまうほどで、当然のごとく完売御礼、利益が出たので文化祭終了後に養老の瀧に打ち上げに行ったほどだ。

当時採用した回路は図1に示すようなものだった。

Normalmv_sch

図1.マルチバイブレータによるLED点滅回路
文化祭で売ったものは、R=100KΩ、C=47μF程度だったと思う。

 

この回路を安全ピンで留められる切手ほどの大きさの基板に詰め込んで、電気ウキ用の3Vのリチウム電池を使って動作させていた。
小型化のためにコンデンサを小さくしたいので、時定数CRが同じになるようにコンデンサCを1/10にしてRを10倍にすることは考えたが、ベース電流が無視できなくなるため理屈通りとは行かず、けっきょく47μのタンタルコンと100kΩにしたのだった。

それでもその当時、コンデンサを小さくして抵抗を大きくするやりかたで理屈通りに動作する方法はないかあれこれ考えて試行錯誤し、JFETを使ってCRの部分をゲートで受ければ電流が流れないので、ほぼ理屈通り動作することがわかった。図2のような回路だった。
ただ、FETは高価だったことと、LEDが明るくなる分電池持ちがわるくなったため結局採用されなかった。

 

Hibridmv_sch

図2.JFETを使った回路
ゲートは電流が流れないので、ほぼ理論通りの時定数で動作する

 

あの当時だとトランジスタは2SC1815、FETは2SK30か2SK19あたりだったのではないかと思う。

この回路を今になって思い出したので、シミュレーションと実験をしてみた。

図3がノーマルタイプ、図4がFETタイプのシミュレーション結果だ。ピンクで示すLEDの電流に注目してほしい。

 

Normalmv_chr

図3.ノーマルタイプのシミュレーション
緑がLEDカソード側電位、ピンクがLED電流。ピンクのLED電流が、針のような一瞬しか流れていない

 

Hibridmv_chr

図4.FETを使ったタイプのシミュレーション
ピンクのLED電流はON時間を通して強力にLEDを駆動している

 

当時はほとんど時定数の理論通り動作することがわかったので、満足してそのまま忘れていた。ところが今になってなぜか急に思い出したので、LTSPICEでシミュレーションしてみたわけだ。
トランジスタを使わずにJFET2個だけでやる方法がないかも考えたが、なかなか難しそうだ。

動画1.ノーマル回路(R=10MΩ、C=0.47uF)

 

動画2.FETをつかった回路(R=10MΩ、C=0.47uF)

 

 

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2020年4月13日 (月)

中華製温調はんだごて(2)

Compare2

2/13に中華製温調はんだごての記事を書いた。その中で、このコテは温度調整をフィードバック制御していないと判断したと書いたが、昨日読者の方よりフィードバック制御はしているようだ、というコメントをいただいたので再検証した。コメントありがとうございました(^-^)

このコテは180℃~500℃の温調機能がついているが、実際に使おうとすると180℃設定でも実測380℃ほどで、まるで温調が機能しておらず使い物にならなかった。

結論を先に言うと、抵抗一本の追加でなんと温調機能が有効になり、温調コテとして問題なく使えるようになった。

Kote_schematic

図1.回路図
R3(56k)とマイコンの間に分圧抵抗100kΩを追加

 

Imgp3461

写真1.分圧抵抗100kΩ追加の様子
写真では56kΩがR2になっているが、検出用の1Ω(1R00)がR2とあるので、回路図上はR3とした。R2(1R00)のGND側に100kΩをはんだ付けし、R3(56kΩ)のマイコン側にジャンパ線で接続。

 

変更内容は図1、写真1のとおりで、検出抵抗R2(1R00)からR3(56kΩ)を介してマイコンに戻る検出信号を100kΩで分圧する。
変更後の温度の実測値を図2に示す。

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図2.100kΩ追加後の設定温度vsこて先実測温度

 

これなら十分実用的だ。すばらしい\(^o^)/

 

ところで、上は検出値を分圧する方法だが、検出抵抗1Ωを少し小さくする方法も検証した。回路図のR2(1R00)に並列に2.2Ωを追加する。

Imgp3458

写真2.2.2Ωを追加する
2.2Ωは1W品を使用。

 

このときの実測温度は図3のとおり。

2r2

図3.2.2Ω追加時の設定温度vsこて先実測温度
先の100kΩ改造よりも温度は高めになるが、このやり方でも可能。最適値は2Ωか1.8Ωあたりか?

ちょうどよさそうな抵抗の手持ちがなかったので、2.2Ωをつけて検証したが、もう少し下げれば設定値に近くなるのではないか。

 

【言い訳】

さて前回の記事で、フィードバック制御はしていないように思うと書いたが、なぜそういう判断をしたか、うかつな自分への戒めを込めて言い訳しておく。

①回路を写し取ってながめていたところ、検出抵抗1Ωから56kΩを介してマイコンに入っている。これは交流をそのままマイコンに入力しているため、違和感を感じた。なぜなら、まずマイコンにマイナス電位が入力されることになるので、自分ならこういう設計はしない。やるならマイナスに振れないようにダイオードを入れるだろう。またA/Dで温度を測るなら、自分ならコンデンサで積分して平均化すると思う。この場合はダイオードで整流してからコンデンサで平滑化する。ただこうするとサイリスタのタイミングが取れなくなるので、タイミング用の信号は別ポートで確保しておく。

②実際にはフィードバック制御も疑っていて、56kΩを10kΩや100kΩに付け替えてみたが変化がなかった。経験的にマイコンの入力ピンのインピーダンスは数十kΩから100kΩ前後くらいだろうと思っていたので、56kΩを変えれば分圧比が変わるのでA/Dへのフィードバック値も変わり、温度が変わるのではないかと考えたため。(使用されているマイコンMS51FB9AEの仕様書には入力インピーダンスの記載はない)

 

ヒーターとの直列抵抗からヒーター温度を検出する方法は一般的におこなわれているやりかたで、ヒーターの抵抗値が温度によって変化して電流値が変わるため、直列に入れた抵抗(一定)の両端電圧が変化し、ここから温度検出ができる。

それにしても、原理的にも問題なくソフトも動作するものを作っておきながら、まったく使い物にならない状態で販売しているのはなぜだろう。大きな謎である。開発段階では問題なかったものが製造段階でなにか行き違いが起こったのか、それともマイコンの入力インピーダンスのばらつきなどの不確定要素を見落としていたのか…………

今回はもともと100V用のものを購入した後、もう一本追加で注文したところ、先方のミスで220V品が送られてきたが、おもしろいことに100V品も220V品もプラグが違うだけでハードもソフトもまったく同じものらしい。非常に効率の良い設計をしている。なのに結果として不良品として売られていることは残念に思う。

 

おまけ。きょう羽化した越冬アゲハ\(^o^)/

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